单位文秘网 2022-03-01 08:16:20 点击: 次
摘要:近年来CMOS图像传感器在医疗和工业CT等领域中得到了越来越广泛的应用。作为CMOS图像传感器的前端处理电路,多通道积分器阵列的性能参数直接决定了传感器的成像质量并成为该领域的研究热点。本文的主要研究内容是低噪声探测器的研究。对芯片的测试结果表明,低噪声探测器的电路设计和版图设计均取得初步成功,基本达到预期的设计目标。
关键词:CMOS图像传感器;积分器阵列;噪声传递
1 序言
上个世纪70年代,出现了三种典型的固体图像传感器一电荷耦合器件(Charge Coupled Device,CCD)、电荷注入器件(Charge Injected Device,CID)、光敏二极管阵列(Photodiode Array,PDA)。到80年代中期,基于这三种固体图像传感器技术的工业和民用产品逐渐投放市场。在这三种固体图像传感器中,CCD发展最为迅速。CCD是在MOS(MetalOxide Semiconductor)晶体管电荷存储器的基础上发展起来的,它是一个多栅MOS晶体管,即在源与漏之间密布许多栅极、沟道极长的MOS晶体管。CCD的概念提出以后,它的潜力被许多科技工作者所认识,所以在很短的时间内几乎所有的电子学领域都提出了应用的设想:如根据CCD存贮电荷的能力直接提出了CCD记忆电路和逻辑电路的方案;电荷作信息载体的优越性导致了它用作信号处理的许多建议;硅探测可见光辐射的能力,使人们很快形成了CCD图像传感器的概念。随着CCD应用范围的扩大,其缺点逐渐显露出来。问题之一是CCD光敏单元阵列难与驱动电路及信号处理电路单片集成,不易处理一些模拟和数字功能,这些功能包括模/数转换器、精密放大器、存贮器、运算单元等元件的功能。问题之二是CCD阵列驱动脉冲复杂,需要使用相对高的工作电压,不能与深亚微米超大规模集成(VLSI)技术兼容。为此,人们又开发了另外几种固体图像传感器技术,其中,最有发展潜力的是采用标准的CMOS工艺技术来生产图像传感器,即CMOS图像传感器。
CMOS图像传感器的核心部分包括:光敏感元件阵列、CMOS读出电路,即积分器阵列、A/D转换电路、数字图像处理电路,如图1所示。光敏元件感光生成光电流;积分器阵列读入光电流进行积分处理,把光电流转换成电压信号并放大;A/D转换电路采集电压信号并将其转换位数字码;数字图像处理电路利用A/D输出的数字码进行成像处理,输出数字图像信号。
与CCD图像传感器相比,CMOS图像传感器具有低功耗、低噪声、宽动态范围、宽光谱灵敏度、体积小,价格便宜等优势,适用于微型数码相机、便携式可视电话、PC机电脑眼、扫描仪、摄像机、安全监控、汽车防盗等领域。CMOS图像传感器还可用于军事侦察、制导、卫星等方面。随着CMOS技术的不断完善,现有的工艺已经可为数字系统设计百万个或更多晶体管,采用标准CMOS技术生产实用像元尺寸、质量高的固体图像传感器已成为可能。目前已能够制作出尺寸比可见光波长小的CMOS晶体管结构,可以在一个像元内集成多个晶体管。采用CMOS技术可以将图像传感器阵列、驱动和控制电路、信号处理电路、模,数转换器、全数字接口电路等完全集成在一起,可以实现单芯片成像系统。这进一步推动了CMOS图像传感器的发展,国外各大公司和科研机构已经开发出多种类型的CMOS图像传感器和以CMOS图像传感器为核心的摄像系统。因此CMOS图像传感器将会在许多领域取代CCD图像传感器,并开拓出更广阔的市场,从而大大扩展视频图像技术的应用范围。
2 应用背景
积分器阵列是CMOS图像传感器的核心模块,主要是指信号进行模数转换之前的处理电路,结构如图2所示。积分器阵列由多通道积分器、采样/保持电路、时序控制电路和降噪声机制组成。光敏元件阵列(例如光电二极管)感光产生光电流。多通道积分器读入光电流并进行积分,把光电流转换为电压信号并放大。采样/保持电路对电压信号采样并输出。时序控制电路协调多通道积分器与采样/保持电路的时序,控制多通道积分器复用一个采样/保持电路。另外,对于低噪声应用还要引入降噪声机制,例如CDS技术(Correlated double sampling,相关双采样)等。
随着CMOS图像传感器在医疗成像、安全检查、质量监测和军事侦察等领域的广泛应用,对积分器阵列的性能提出了更高的要求。积分器阵列是传感信号的前级处理电路,即完成光电转换。为了使CMOS图像传感器得到高质量的数字图像信号,积分器阵列必须输出低噪声、低失真电压信号。随着数字信号处理技术的发展,在集装箱检测和军事侦察等应用领域中出现了对高速积分器阵列的需求。这些都给阵列积分器电路的设计带来了新的挑战。近年来,随着模拟集成电路的发展,出现了多种高分辨率的A/D转换器,为高质量数字成像奠定了基础。这也给积分器阵列的输出噪声带来了更高的要求,如果积分器阵列输出的模拟电压信号达不到A/D转换器的分辨率,将直接影响整个CMOS图像传感器的成像质量。
3 低噪声设计
降低噪声积分器噪声的方法主要有三种:降低噪声源、控制噪声的传递和相关双采样。以下将分别介绍。
3.1 降低噪声源
积分器中的噪声源包括开关和运放(OPA),图3说明了复位阶段结束时采样到Cpd上的噪声与开关int的导通电阻的关系。运放的输入噪声用一个2.5 kΩ的电阻来模拟。图3(a)是复位阶段OPA在Cpd上的噪声贡献,可以看出Vpd_reset_opa随着Rsw的增大而减小。图3(b)是复位阶段Rsw在Cpd上的噪声贡献,可以看出Vpd_reset_rsw随着Rsw的增大而增大。图3(c)是复位阶段Ron在Cpd上的噪声贡献,可以看出Vpd_reset_ron随着Rsw的增大而减小,同时注意Ron在Cpd引起的噪声要比Rsw和OPA的小一个数量级。图3(d)是复位阶段Cpd采样的总噪声,可以看出Vpd_reset随着Rsw的增大而减小。因此在设计积分器是开关int的沟道电阻Rsw不能过小。
图4是积分阶段结束时采样到Cpd上的噪声与开关int的导通电阻的关系。图4(a)是积分阶段Rsw在Cpd上的噪声贡献,可以看出Vpd_inLrsw随着Rsw增大而增大。图4(b)是积分阶段OPA在Cpd上的噪声贡献,可以看出Vpd_inLopa随着Rsw增大而减小。图4(c)是积分阶段Cpd采样的总噪声,可以看出Vpd_int随着Rsw的增大而增大。显然,积分阶段噪声性能对Rsw的要求与复位阶段相矛盾,这就需要在设计的时候权衡得出最佳的Rsw值。
运放的噪声在复位噪声和积分噪声中都占有很
大的比重,降低运放的噪声是降低积分器噪声的一个途径。如果通过限制带宽的方法来降低噪声,会影响积分器的工作速度。因此,可以在噪声和面积上做折中,通过牺牲一定的面积来降低运放的噪声。本文中的积分器阵列是针对于医疗成像和工业检测,芯片对面积的要求相对宽松,所以这种方法具有可行性。把运放中各MOS管的W/L增大为4W/L,补偿电容Cc增大为4Cc,这样运放的电流也由I增大为4I。MOS管的跨导,如果W/L和I同时增大为原来的4倍,gm也会增大为4gm。运放的带宽GBW=gm/Cc和增益gmr0=gm1/λID都保持不变。运放的等效输入热噪声为
其中gm,in是输入管的跨导,gm,x表示出输入管之外的其他MOS的跨到,α是一个修正系数。运放中每个MOS管的跨导都增大为原来的4倍,所以等效输入热噪声功率下降为原来的1/4。运放的等效输入1/f噪声为
其中B是与工艺相关的参数,β是一个修正系数。等效输入1/f噪声功率也下降为原来的1/4。这样运放的总输入噪声电压就下降为原来的一半,但这并不意味着积分器的噪声电压下降一半,因为运放噪声只占积分器复位噪声和积分噪声的一部分。例如,在复位阶段Cpd上的噪声Vpd_reset中,运放OPA所贡献的噪声大约占50%。
3.2 噪声传递的控制
采样/保持电路采到的噪声是本工作阶段的噪声与前面工作阶段传递过来的噪声的叠加。因此,可以通过合理的时序控制噪声传递以避免上一工作阶段的噪声向下一阶段传递。图5和图6比较了两种不同的工作模式,它们被采样,保持电路采到的噪声是不同的。它们的时序如图7所示。这两种工作模式的不同在复位阶段,图5在复位阶段开关int是闭合的,这样光电流就会通过积分器的输出节点(低阻节点)流走,这部分电荷并没有转移到积分电容上,因此把这种时序称为非全周期积分模式。如前所述,复位时Cpd上的噪声Vpd_reset在积分阶段会传递到积分电容上,与积分阶段的输出噪声叠加后,一起被采样/保持电路采到。图6被称为全周期积分模式,在复位时开关int是断开的。这时光电二极管浮空,光电荷在Cpd上积累,积分阶段到来后全部转移到积分电容上。这种时序的优点是,由于开关int断开复位噪声不可能存到Cpd上,也就不可能传递到积分阶段。但是当第N-1个周期的积分阶段结束时,开关inf断开,这会把积分噪声采样到Cpd上。我们称这个噪声为Vpd_int_N-1,这些噪声电荷(Qpd_int_N-1)将被传递到第N个周期的积分阶段。采样,保持电路采到的噪声为第N个周期积分阶段的输出噪声与第N-1个周期传递过来的噪声的叠加。通过噪声公式推导,可以证明Vpd_int_N-1小于Vpd_reset。因此,可以采用全周期积分的模式来降低噪声。但要注意的是,这种时序要把复位时间控制在一定范围之内。这是因为复位时光电二极管是浮空的,在感光情况下光电二极管的阳极点位会逐渐升高(电荷在Cpd上积累)。如果浮空时间过长会导致光电二极管正偏,这会破坏光响应的线性度。
3.3 相关双采样
为了降低噪声还可以使用相关双采样技术(Correlated double sampling techniques,CDS)。由于电容上的电压(或电荷)不能突变,即来自同一电路的噪声电压在时间上具有相关性,在很短的时间内两次采样同一单元的信号,然后做差便可以达到降低低频噪声的目的。第一次采样1/f噪声和kT/C噪声,第二次采样积分信号,做差后便从积分信号中减去了低频噪声。CDS技术仅对低频噪声有很好的抑制效果。高频噪声由于变化太快相关性较差,无法用CDS电路消除。CDS电路往往需要比较复杂的时序,这就在一定程度上限制了电路的工作速度,同时增加了设计的难度。
4 版图设计
版图设计是集成电路设计当中的一个重要环节,是电路设计和芯片加工的一个衔接步骤。本文中积分器阵列的版图采用的是0.6 um双多晶硅双金属(Double Poly Double Metal,DPDM)混合信号工艺。由于本芯片实现的是数模混合的低噪声电路,所以主要有如下特殊之处需要注意:
4.1 保护环技术
在标准CMOS工艺中,数字电路和模拟电路在同一块衬底上。保护环用来隔离数字电路和模拟电路,防止数字时钟噪声通过衬底耦合到模拟电路,原理如图8所示。图8(a)中没有衬底接触保护环,数字部分的时钟噪声会通过衬底耦合到模拟电路,影响模拟电路的精度甚至破坏功能。图8(b)中在数字部分和模拟部分之间加入了衬底接触,衬底接触接地电位,这样时大部分钟噪声都进入地而不会耦合到。图9是用保护环隔离数字电路与模拟电路的实例,注意数字电路的保护环和模拟电路的保护环要分开供电。
4.2 闩锁效应
闩锁效应(Latch—up effect)的原理如图10所示。Q1是寄生pnp双极晶体管,与PFET、n阱和衬底有关。Q2是寄生npn晶体管,与NFET一起被确定。每个双极晶体管的基区与另一个晶体管的集电区相连接。由于n阱和衬底均有一定的电阻,因而Q1和Q2的基区分别于VDD和地之间存在一个非零电阻。因此,Q1和Q2与电阻形成了一个正反馈环路。如果有电流注入节点x是X上升,则IC2增大,VY下降,lIC1l增大,导致VX进一步上升。如果环路增益大于或等于1,这种现象将持续下去,直至两个晶体管都完全导通,从VDD抽取很大的电流使芯片过热烧毁。晶体管较大的漏结电容向衬底注入大电流或通过正偏源一衬二极管向衬底注入大电流都会引起闩锁效应。版图设计时,可以在PMOS和NMOS之间添加衬底保护环和n阱保护环,这样可以使得多数载流子在衬底或阱中形成电阻电压降或注入三极管基区之前被保护环收集,防止闩锁效应的形成。
4.3 屏蔽技术
模拟信号比较敏感,容易受其他信号的串扰,例如数字时钟现会对附近的模拟信号线造成干扰。可以用屏蔽线保护模拟信号免受干扰,原理如图11所示。在图11(a)中,数字时钟噪声会通过金属间的耦合电容影响模拟信号线,图11(b)中用接地金属线屏蔽时钟噪声,保证模拟信号线上可以获得一个相对“干净”的信号。图12是用n阱对电阻和电容的屏蔽,这样可以减轻衬底耦合噪声对电阻和电容的影响。
4.4 伪元件技术
伪元件(Dummy cell)是一种提高匹配度的方法,它的作用是使版图中各元件周围的布局情况相同。图13是电容、电阻和MOS管的伪元件。当这些器件被刻蚀的时候,位于中间的器件所处的环境肯定与两边的不同,位于两边的器件所受的刻蚀会比中间的器件多一些,只一细微的差别可能会对匹配产生不可预测的结果。伪元件给这些器件提供了一个“靠垫”,以避免在两端过度刻蚀。另外,某些器件之间需要高度匹配,为了保证每个器件的周围环境一致也需要加伪元件。
4.5 同质心匹配技术
对于尺寸较大的元件,半导体工艺在某一方向上的离子浓度梯度变化会引起明显的失配。采用同质心(Common centroid)的布局方法,横向和纵向的一阶梯度效应就会相互抵消。运放的输入差分对要求高度匹配,为了避免半导体工艺偏差,差分对的版图采用同质心布局,如图14所示。采样/保持电路中的采样电容Cs和保持电容Ch容值相同,需要高度匹配,也可采用同质心布局,如图15所示。
5 测试结果
改进后的积分器阵列流片测试,输出失调、失调均匀度、漏电、线性度和增益精度等性能与改进前一致,但噪声下降了近1倍。图16选择积分时间为1ms时,对改进前和改进后的输出噪声作了对比。最高增益下,噪声由原来的6.48个ADC count(1185.8uV)下降为3.77个ADC count(689.9uV)。
6 结论
本文从国内外CMOS图像传感器的研究现状出发,结合现有条件和技术,重点分析了低噪声积分器阵列芯片的设计方法并对噪声的产生和传递进行了建模和理论推导。通过对噪声理论分析,本文提出了降低积分器阵列输出噪声的方法,并通过精巧的版图设计、流片及测试验证了该方法的正确性,进一步满足了食品检测和工业CT等x射线探测领域的应用需求。
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